开关电源控制及触发电路的设计(一)

控制及触发电路的设计

电压电流检测

如图3-7所示，电路的控制及触发信号的产生均由DSP芯片产生。电路的控制很简单，在DSP检测到充电电容的电压达到要求值后，关断IGBT的驱动信号即可。其检测信号由霍尔电压传感器来完成。霍尔电压传感器把检测到的电压信号经过A/D转换器输入到DSP内，DSP シ把进来的电压信号与设定的信号进行比较，当电压信号大于设定值时发出控制信号，关断PWM波输出。

图3-11 霍尔传感器

端子说明：

IN+：输入电压正；

IN–： 输入电压负；

+：正电源；

-：负电源；

M：输出端；

⊥：公共地。

霍尔传感器的输出端M接A/D转换器，把数字信号转换为电压信号输入给DSP[10]。

输出电流也采用霍尔电流传感器采集信号，为DSP提供控制信号和保护信号.

IGBT的驱动

IGBT的驱动信号充分利用了DSP的功能，DSP产生PWM驱动信号，但此PWM信号的驱动能力较差，不能直接驱动IGBT。DSP的驱动信号需经放大信号放大在进行驱动。在此选富士电机公司的EXB841做为IGBT的驱动器。

图3-12 EXB系列集成驱动器的内部结构框图

EXB系列驱动器的各引脚功能如下：

脚1：连接用于反向偏置电源的滤波♪电容器；

脚2：电源（ ＋20V ）；

脚3：驱动输出；

脚４：用于连接外部电容器，以防止过流保护电路误动作（大多数场合不需要该电容器）；

脚5：过流保护输出；

脚6：集电极电压监视；

脚

7、8 ：不接；

脚9：电源；

脚

10、11：不接；

脚

1

4、15：驱动信号输入（—，＋）[11]。

由于本系列驱动器采用具有高隔离电压的光耦合器作为信号隔离，因此能用于交流380V的动力设备上。

a)过电流检测器 b）关断时集电极电流波形 c）栅极电压产生

图3-13 过电流检测及相关电流波形

DSP的选择 TMS320F24具有一个32位的中央算术逻辑单元和累加器。CALU具有独立的算术单元和辅助寄存器算术单元，执行一系列的算术和逻辑运算。乘法部分由乘法器、乘积寄存器。暂存寄存器和乘积移位器四部分组成。高速乘法器使F240可以高效地完成卷积、相关和滤波等数字信号处理中的基本运算。在将乘积寄存器的值送入CALU之前，乘积移位器将对乘积寄存器值进行定标操作。TMS320F240还包含辅助寄存器算术单元。这类算术单元独立于CALU。ARAU的主要功能是对8个辅助寄存器执行算术操作，该操作可与CALU中的操作并行进行。

为加强信号处理能力，TM☣S320F240采用改进的哈佛结构，即独立的程序和数据存储空间和总线结构。程序总线传输程序存储空间内的指令代码和立即操作数，数据总线将数据存储空间与CALU。辅助寄存器等部分连接到一起。而且程序和数据总线都可以在一个指令周期内将片内数据存储器、片内或片外程序存储器中的数据送入乘法器以完成一次乘加运算。TMS320F240具有很高的并行机制，数据在CALU中被处理的同时，在ARAU中还可以进行算术操作。这种并行机制的结果是在一个指令周期内可以完成一系列算术、逻辑和位操作。

图3-14 DSP引脚图

TMS320F240是该系列DSP控制器推出的第一个标准器件，它确定了单片数字电机控制器的标准。其指令执行速度是20MIP/S，几乎所有的指令都可以在一个50ns的单周期内执行完毕。这种高性能使复杂控制算法的实时执行成为可能，例如自适应控制和卡尔曼滤波。非常高的采样速率也可以用来使环路延迟达到最小。TMS320F240不仅有高速信号处理和数字控制功能所必需的体系结构特点，而且它有为电机控制应用提供单片解决方案所必需的外围设备。F240是利用亚微米CMOS技术制造的，达到了较低的功耗。

作为一个系统管理者，DSP必须有强大的片内I/O端口和其他外围设备。TMS320F240的时间管理器与其它任何DSP均不同，这个应用优化的外围设备单元与高性能的DSP内核一起，使在所有类型电机的高精度、高效、全变速控制中使用先进的控制技术成为可能。事件管理器中包括一些专用的脉宽调制PWM发生函数。三个独立的双向定时器，每一个都有单独的比较寄存器，可以用来支持产生不对称的或对称的PWM波形。

以下是F240的特点：

（1）32位的中央算术逻辑单元;

（2）32位加法器;

（4）三个定标移位寄存器;

（5）8个16位辅助寄存器，带有一个专用的算术单元，用来做数据存储器的间接寻址。

2．存储器

（1）片内544 X 1 6位的双端口数据/程序RA➳M;

（2）16K字X16位的片内PROM或闪存EPROM;

（4）有软件等待状态发生器的外部存储器接口模块，具有16位地址总线和16位数据总线；

（5）支持硬件等待状态。

3．程序控制

（1）4级管道操作;

（2）8级硬件堆栈;

（3）六个外部中断:电源驱动保护中断、复位、非屏蔽中断NMI和三个可屏蔽中断。

4．指令系统

（2）单指令重复操作；

（3）单周期的乘法/加法指令；

（4）程序/数据管理的存储器块移动指令；

（5）牵引寻址功能；

（6）基于2快速傅立叶变换的位反转索引寻址功能。

5．电源

（1）静态CMOS技术；

（2）4种低电源模式以降低电源损耗；

（3）仿真:与片内扫描仿真逻辑相连的正EE标准11491测试访问端口；

（4）速度:50ns的指令周期，多数指令为单周期。

6．事件管理器

（2）三个16位通用定时器，有6种工作棋式，包括连续递增和连续加/减计数；

（3）三个16位全比较单元，有死区功能；

（4）三个16位简单比较单元；

（5）四个捕获单元，其中两个有正交编码器脉冲接口功能。

7．双10位模数转换器。

8．28个独立可编程的多路复用110引脚。

9．基于锁相环的时钟模块。

10．带实时中断的看门狗（WD）定时器模块。PWM波的形成

PWM波形的产生主要利用了TMS32OF240的事件管理器模块［１３］。现在重点介绍其中的通用定时器，与全比较和简单比较单元相关的PWM单元。

事件管理器中有三个通用定时器。在实际应用中，这些定时器可以用作独立的时间基准，如:控制系统中采样周期的产生和为全比较单元以及相应的PWM电路产生比较/PWM输出的操作提供时间基准。输出以及和比较单元的匹配信号等。

通用定时器的计数方式有六种，分别为：停止/保持、单个递增计数、连续递增计数、双向递增/递减计数、单个递增/递减计数以及连续递增/递减计数。

要产生一个PWM信号，需要有一个合适的定时器来重复产生一个与PWM周期相同的计数周期，一个比较寄存器来保持调制值。比较寄存器的值不断与定时器计数器的值相比较，当两个值匹配时，在响应的输出上就会产生一个转换。当两个值之间的第二个匹配产生或一个定时器周期结束时，响应的输出上会产生又一个转换。通过这种方法，所产生的输出脉冲的开关时间就会与比较寄存器的值成比例。

图3-15 DSP内部PWM发生电路框图 为了获得对称PWM输出，我们在软件上只须做以下工作：

（1）配置ACTR来定义全比较输出引脚的极性；

（2）配置 COMCON来使能比较操作和禁止空间向量模式，并设置ACTR和CMPRX的重载条件为下溢；

（3）GP定时器1置为连续加/减计数模式并启动操作。

另外，为了避免同一桥臂上串联的两个功率开关器件的开启时间不会互相重叠以至击穿，6路PWM脉冲还带有可编程死区。设置死区定时器的控制寄存器的相应位来确定死区时间[13]。

电路的理想波形

如下图3-16所示，分别是谐振电流波形Z，及Z和Z的理想驱动波形。

图3-16谐振电流波形及Z、和Z、Z的驱动波形

电源输出波形如图3-17。

图3-17 电源输出电流波形

脉冲电容的理想波形如下图3-18。

图3-18 脉冲电容C上的电压

本章小结

本章主要介绍了高压软开关充电电源的设计过程。详细讨论了串联负载型DC—DC变换电路的工作原理和三种工作方式，并指出串联负载型DC—DC变换电路是最适合与给高压脉冲电容充电的电路形式。本章还介绍了用霍尔传感器进行电压和电流的检测方法，以及用EXB841对IGBT进行驱动的方法，以及用DSP产生PWM驱动信号所要做的工作。给出了充电电源的理想驱动波形和电容电压波形。

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结论

经过一个学期的学习和研究，我对开关电源的理论和设计方法有了更深刻的认识，结合作者在完成论文过程中所学到的知识及获得的经验，可得到以下结论：

1．串联谐振开关电路工作于恒流源状态。综合考虑充电效率、电路实现难易程度、体积等该电路是最适合电容器充电的。在基本电路的基础上进行技术革新,提高充电稳定度,能使其适应大范围的重复频率及储能电容的容量变化。应用前景将十分广泛是传统充电电源的升级换代品。

2．采用了当前比较流行的PWM与谐振变换相结合的主电路拓扑结构实现软开关，这大大减小了开关损耗。采用高频开关功率DC/DC变换技术，从而大大减小了电源的体积和电源的噪声，基本消除了噪声对环境的污染。

3．采用DSP 技术应用于开关电源的控制系统，有效地简化了线路设计、增加了输出电流和电压的稳定性、减少了输出电流波形失真度，从而提供更加稳定、精确、高质量的电压波形。同时，数字化的控制较模拟化控制更加智能化、网络化，调节设计更加方便，满足对高质量开关电源的可靠性和实时控制的要求。

本论文的完成过程只有一个学期，时间很短，加之本人知识水平有限，对各种开关电源的理解还不够深入，所以论文只能在一个教浅的层面进行讨论。特别是缺乏实践经验，使得所有的研究只限于理论，不足之处我深感遗憾，并争取在今后的学习、工作中进一步提高认识，弥补欠缺。